申请/专利权人：珠海世讯科技有限公司

申请日：2018-02-07

公开（公告）日：2024-06-28

公开（公告）号：CN108337774B

主分类号：H05B45/50

分类号：H05B45/50;H05B47/24;H05B45/10;H05B45/31

优先权：

专利状态码：有效-授权

法律状态：2024.06.28#授权;2018.08.21#实质审查的生效;2018.07.27#公开

摘要：本发明公开了一种大功率MOSFET调光电路，在现有调光电路的基础上，增设栅源过压保护电路、MOSFET管漏源过压保护及尖峰吸收电路、输入过压保护电路、输出过压保护电路以及可调短路保护控制电路，用简单可靠、反应速度快且低成本的保护措施，提高MOSFET调光电路的耐用性，以解决现有MOSFET调光电路存在的脆弱和应用范围窄的技术问题。

主权项：1.一种MOSFET调光电路，包括：过零检测电路，相位切角功率控制电路，电流检测电路，其特征是还包括：栅源过压保护电路，MOSFET管漏源过压保护及尖峰吸收电路，输入过压保护电路，输出过压保护电路和可调短路保护控制电路；所述过零检测电路输入端连接交流电源AC，输出端一路连接微处理器MCU的AD口AVC脚作输入电压检测，输出端另一路连接所述MCU的VPA口作处理相位控制输出的时间参考坐标点及中断处理同步触发信号；所述相位切角功率控制电路包括所述MCU，MOSFET光耦隔离驱动芯片U10，MOSFET管QA2、QA1，电阻和电容；所述MCU将过零检测电路输入的信号转换为PWM信号从TRGA脚输出并连接到所述MOSFET光耦隔离驱动芯片U10，用以给MOSFET驱动信号；所述电流检测电路通过所述MOSFET管Q1、Q2的漏源电流经霍尔电流感应器件UA1的3、4脚流入，1、2脚流出，感应电压从所述霍尔电流感应器件第7脚输出且经过电阻，电容和运放电路连接到所述MCU的IAAD口；所述栅源过压保护电路由电阻RA3与瞬态抑制二极管TVSA1并联组成；其一端连接所述光耦隔离驱动芯片U10的驱动输出11脚PWMOUT，另一端与连接所述MOSFET管Q1、Q2源极相连，并连接参考零电平点COMA；所述MOSFET管漏源过压保护及尖峰吸收电路由电阻RA1与电容CA1并联，再与双向瞬态抑制二极管DA5串联组成；其一端连接电源线输入，另一端连接所述霍尔电流感应器UA1的第1第2脚；所述输入过压保护电路由压敏电阻组成；其一端连接交流电输入ACL另一端连接交流电零线ACN，用于实现输入电压的钳位；所述输出过压保护电路由电阻RA20与电容CA7并联，再与双向瞬态抑制二极管DA1串联组成；其两端分别连接到输出端和零线之间；可调短路保护控制电路包括非精确电流限值可调短路保护控制电路；该电路包括三端，其中一端与所述光耦隔离驱动芯片U10的14脚连接，另外两端分别经过快恢复二极管与所述MOSFET管QA1、QA2的漏记连接；所述光耦隔离驱动芯片U1014脚提供的恒定偏置电流，分别通过电阻RA5，快恢复二极管DA2，开关二极管DA6构成QA2的源漏导通电压检测电路；电阻RA6、快恢复二极管DA3，开关二极管DA4构成QA1的源漏导通电压检测电路；三极管QA3，电阻RA12、RA29、RA11构成短路电流限值调节电路。

全文数据：一种大功率MOSFET调光电路技术领域[0001]本发明涉及家居和楼宇灯光控制领域，特别涉及一种用于免布线led调光工程的大功率MOSFET调光电路。背景技术[0002]目前市场主要调光产品有两种:前沿可控硅调光及后沿小功率MOSFET调光。[0003]前切可控硅调光，前切调光器具有调节精度高、效率高、体积小、重量轻、容易远距离操纵等优点，但前切可控硅调光，仅适用于阻性及感性负责，与目前市场主流LED灯具产品的驱动器不匹配，存在冲击电流大，调到低亮度时容易闪烁等问题，成为目前这种免布线LED调光方式推广的难题。[0004]后沿切相MOSFET控制调光器，采用场效应晶体管FET或绝缘栅双极型晶体管IGBT设备制成。后沿调光适合容性及阻性负载调光，没有最低负荷要求，应用在LED照明设备上，可以在单个照明设备或非常小的负荷上实现更好的性能;尽管M0S调光具有调节精度高、效率高、体积小、重量轻、适应容性负荷、容易远距离操纵等优点，但驱动功率做不大，目前，一般只做成旋钮式的单灯调光器，不适用于工程领域;大功率主要用IGBT，成本偏高、体积大、发热量大和调光电路相对复杂、不稳定等问题，极少应用于调光系统，后沿调光方式没有发展起来，可控硅调光器仍占据了绝大部分的调光系统市场。[0005]现有的后沿切相MOSFET控制调光器多采用IGBT，但IGBT具有导通压降恒定较高，因而热损耗大，需要较大的散热成本及体积，不利于小型化；同时，MOSFET器件对热较为敏感，由于其具有低阻导通的特性，当工作过程中，MOSFET随温度增加，导致高导通阻抗变大，由此循环递升容易导致电流热损坏；目前市场LED产品基本是容性产品，工作时尤其是切相调光状态的峰值电流非常大，尖峰电流达到一定值时，很容易导致MOSFET的热量过大，电路不能及时散热散开，从而导致热损伤;另一方面MOSFET大电流产品耐压性能不高，目前通常耐压600_7〇OV。但由于电路用电环境相对复杂，调光产品，通常在调光状态，因线路长线路上会产生很高的感应电压尖峰600V，极易导致MOSFET过电压击穿损坏。发明内容[0006]本发明所要解决的技术问题是提供一种MOSFET调光电路，在现有调光电路的基础上，设置四种过压保护电路以及可调短路保护控制电路，用简单可靠、反应速度快且低成本的保护措施，提高MOSFET调光电路的耐用性，以解决现有m〇SFET调光电路存在的脆弱和应用范围窄的技术问题。[0007]为解决上述技术问题，本发明提出了一种MOSFET调光电路，包括:过零检测电路100，相位切角功率控制电路2〇0，电流检测电路3〇〇，栅源过压保护电路4〇〇，MOSFET管漏源过压保护及尖峰吸收电路5〇0,输入过压保护电路6〇〇,输出过压保护电路7〇〇,可调短路保护控制电路；[0005]过零检测电路1〇〇输入端连接交流电源AC，过零检测电路输出端一路连接微处理器MCU的AD口AVC脚作输入电压检测，另一路连接微处理器mj的VPA口作处理相位控制输出的时间参考坐标点及中断处理同步触发信号；[0009]相位切角功率控制电路200包括微处理器MCU，M0SFET专用光耦隔离驱动芯片U10，M0SFET管QA2、QA1以及电阻1^10、從9、1^7、1^8;微处理器11〇]将过零检测电路输入的信号转换为PWM信号从TRGA脚输出并连接到M0SFET光耦隔离驱动芯片U10,用以给M0SFET驱动信号；[0010]电流检测电路3〇〇通过1103?£1'管叭、〇2的漏源电流经霍尔电流感应器件1^1的3、4脚流入，1、2脚流出，感应电压从第7脚输出且经过电阻RA17、RA19、RA18、RA23、RA24、RA25、RA21，电容CA8和运放电路U11A、U1ID连接微处理器MCU的IAAD口；[0011]栅源过压保护电路400由电阻RA3与瞬态抑制二极管TVSA1并联组成；其一端连接到光耦隔离驱动芯片U10的驱动输出11脚PWMOUT，另一端与连接M0SFET管Q1、Q2源极相连，并连接参考零电平点COMA;[0012]M0SFET管漏源过压保护及尖峰吸收电路500由电阻RA1与电容CA1并联，再与双向瞬态抑制二极管DA5串联组成;其一端连接电源线输入，另一端连接霍尔电流感应器UA1的第1第2脚，用于消除负载端产生的过压尖峰，确保回路电压安全；[0013]输入过压保护电路600由压敏电阻组成;其一端连接交流电ACL另一端连接交流电零线ACN，用于实现输入电压的钳位，进一步确保输入电压安全。[0014]输出过压保护电路700由电阻RA20与电容CA7并联，再与双向瞬态抑制二极管DA1串联组成;其两端分别连接到输出端和零线之间，组成输出过压保护电路，抑制输出过压感应电压尖峰。[0015]本发明可调保护控制电路可根据实际电路中M0SFET管功率大小及导通电阻RDS不同，提供两种不同的保护方式。[0016]当运用于小功率的情况下，通常RDS5〇mQ，可调保护控制电路仅选用非精确电流限值可调短路保护控制电路9〇〇A;该电路包括三端，其中一端与光親隔离驱动芯片U10的14脚连接，另外两端分别经过快恢复二极管与M0SFET管QA1、QA2的漏记连接;光耦隔离驱动芯片U10的14脚提供恒定偏置电流，分别通过电阻RA5，快恢复二极管DA2，开关二极管DA6构成QA2的源漏导通电压检测电路；电阻RALRA12,快恢复二极管DA3,开关二极管DA4构成QA1的源漏导通电压检测电路;三极管QA3,电阻RA12、RA29、RA11构成电流限值调节电路;通过设置非精确电流限值可调短路保护控制电路900A可避免电路负载端出现异常大电流，导致MOSFETQA1、QA2损坏。[0017]当运用于大功率的情况下，通常RDS〈5〇mQ，为了避免电路实际偏差值超出器件能承受的范围，导致电路损坏。在可在上述基础增设精确电流限值可调短路保护控制电路900B。其利用霍尔电流精确感应器件UA1第7脚V0输出的电流感应电压，分别经RA33到由运放U11C、电阻RA30、RA34组成的正峰值比较器，和经RA28到由运放U11B、电阻RA37、RA38组成的负峰值比较器，通过两比较器电路电压设定精确控制限值；[0018]作为本发明的进一步，M0SFET管QA1、QA2选用符合以下关键参数要求：[0019]a根据具体额定电流1〇规格需求，选择不同Iar规格值的MOSFET:Iar多1〇;[0020]b根据适用峰值电流Ip范围，选择MOSFET漏极电流Id，其中Ip值规格:Id彡Ip;[0021]cVDSS^600V；[0022]dM0SFETdvdt^50Vns；[0023]e功耗伞曲线满足10us安全电压电流曲线580V的电流IDISH0RT短路保护电流；[0024]fIDSS^50uA；[0025]其中，11'，1〇，1£1，1?，¥053，10，13[«打，1033分别为103?£1'的雪崩电流，调光器额定电流，M0SFET的漏极电流，峰值电流，漏源电压，漏极电流，短路保护电流，饱和漏源电流。[0026]上述参数的选择，结合本发明电路，能够充分利用器件特性，确保开关性能；[0027]作为本发明的进一步，本发明电路还包括由电感L2连接UA1第1第2脚及输出端，电容CA11两端分别连接在UA1第1第2脚和零线间，组成的输出端高频滤波电路800;[0028]本发明提出一种M0SFET调光电路，通过设置本发明的四种过压保护电路以及可调短路保护电路，能实现相对于可控硅前沿调光不能实现的LED调光灯具的匹配性，避免闪烁及小功率限制，又保持了可控硅前沿调光调节精度高、效率高、体积小、重量轻、容易远距离操纵免布线LED调光等特性；同时，本发明的M0SFET调光电路，利用创新的边界可调短路保护电路及过压保护措施，可有效保护器件工作在安全范围内；还可以通过芯片的容差复位设置，避免误动作，有效拓展功率应用范围，可实现更大的功率调光，及更高的可靠性及器件利用效率。附图说明[0029]下面结合附图和实例对本发明作进一步说明。[0030]图1为本发明实施例一电路图。[0031]图2为本发明过实施例二电路图。具体实施方式[0032]下面通过参考附图来描述具体的实施例以便解释本发明，所述实施例为实例性，而不能解释为对本发明的限制。[0033]本发明包括两种不同实施例[0034]实施例一：[0035]如附图1所示，运放U5B和U5D、电压互感器TA、电阻R11、R8、R9、R12、R17、R18、R23、1?24、1?25、826、1?29、电容：14、：15组成过零检测电路100。交流电源通过端子024接入，经电阻R26、R29连接电压互感器TA输入端、耦合输出端连接匹配电阻R28及耦合电阻R23,经电容C14高频滤波后，经电阻R25连接U5B运放输入脚5,经放大后从第7脚输出，一路经电阻R12送至相位切角功率控制电路200中微处理器MCU的AD口AVC脚，做输入电压计算，用于功率计算应用参数;另一路经电阻R18送至运放的12脚输入，运放U5D与电阻R18，13脚连接的电阻R27以及电容C15组成的比较器；当输入U5D的12脚的电位超过13脚输入的中点电平2.5V时，从U5D的14脚输出高电平，反之，当输入U512脚的电位低于13脚输入的中点电平时，从U5D的14脚输出零电平，输入交流电每一次过零，U5D的14脚输出电平变换一次;从U5D的14脚输出信号送至相位切角功率控制电路200中微处理器MSP430FR6972IPMR的VPA口；过零检测电路100具有过零检测准确，抗干扰能力强的特点；本发明的MCU可采用本领域常用类型的MOJ，并不仅局限于实施例中采用的具体型号。[0036]MCU、M0SFET光耦隔离驱动芯片U10、电阻1^7、1^8、1^9、1^10、电容£41、044组成的隔离驱动控制电路。M⑶接收到的过零信号作为相位控制输出的时间计算参考坐标点及中断处理同步触发信号，过零时触发每半周期控制程序运作。MCU接受到调光指令时，其CLOSA脚输出高电平，MCU根据控制指令、当前状态以及设置进行运算，从MCU的TRGA口输出与过零信号同步的交流切角P丽信号;该PWM信号通过相连的电阻RA10、RA9连接耦合输出到MOSFET光耦隔离驱动芯片U10的第1脚PWM+口输入，经U10的内部耦合驱动从11脚PWMOUT口输出与MOSFET匹配的Pmi驱动信号，然后经过RA7和RA8耦合到MOSFET管QA1、QA2的栅极，以驱动QA1、QA2导通关断。电容EA1、CA4是U10的电源滤波电容;本实施中，光耦隔离驱动芯片选用A316J芯片，但不局限于此。[0037]N沟道功率M0SFET管QA2的漏极与交流线输入端连接，QA2的源极与M0SFET管QA1源极相连，并连接参考零电平点C0MA;M0SFET管QA1的漏极连接霍尔电流感应器UA1本案例中选用AH2或A714的第3IP-、4IP-脚作为输入信号，UA1的1IP+、2IP+脚与电感L2连接到输出端，形成功率控制开关主回路;确保交流电无论在正负半周都能可靠的切断或导通，达到对交流电源的精确数字化前沿后沿切角调光控制；本实施中，霍尔电流感应器选用A712或A714芯片，但不局限于此。[0038]短路保护报警触发时，U10第6脚ERR输出的低电平报警信号，经RA14耦合到微处理器的MCU的0VERA脚。通常情况，若负载是线性纯阻负载，保护动作是恰当的，但若连接的是容性负载，比如连接很多LED灯具时，因驱动器的电源整流滤波电容，初始上电冲击电流很大，可能触发保护，但正常工作时，电流并不大，就存在误判问题;为此，设置微处理器MCU的VPA脚电平每变换一次，对M⑶的0VERA脚检测一次;若检测电平为高，则对保护计数器清零；一旦微处理器M⑶的0VERA脚检测到保护触发低电平，保护计数器加1，并判断计数器是否小于一定值，若小于则通过MCU的CL0SA脚拉低lus后拉高U10的第5脚复位U10;反之，就判断为短路，启动定时器，定时时间内微处理器MCU的TRGA脚输出低电平，CLOSA引脚不变，不复位U10,驱动处于保护锁定状态，定时完成后，微处理器M⑶的TRGA脚按正常状态输出，过零点触发，保护计数器清零，CLOSA引脚拉低lus后拉高，复位110。达到避免容性负载或其他热敏器件负载误判短路保护，同时又能在出现故障时快速可靠时保护，避免短路性损坏M0SFET器件Q1、Q2。确保容性负载及其它非线性负载，在暂态过程中可间隔产生限值大电流，即避免器件损伤，又能有效拓展应用范围。[0039]相位切角功率控制电路200中，M0SFET管Q1、Q2开启时，负载电流从电流感应霍尔器件UA1的第3IP-、4IP-脚入，第1IP+、2IP+脚出，流经电流感应霍尔器件UA1产生的感应电压从UA1第7脚V0输出。从UA1第7脚V0输出的电压VIA1—路经电阻RA17送至运放集成芯片U11A的第2脚反向输入端输入，RA23跨接于U11A的第1输出端和2脚反向输入端之间，构成比例放大器。输出的电压VIA1经运放U11A放大从U11A第1脚输出端输出。从U11A输出的信号经电阻RA19从运放U11D的第12脚正向输入端输入，经运放U11D放大，从第14脚输出端输出。从U11D输出的信号经电阻RA18送微处理器MCU的AD输入口IA，做AD检测取样，做电流检测精确取值，并结合电压检测值，通过M⑶运算，做功率判断，并通过M⑶的TRGA控制做正常输出或恒定低电平做过功率保护。M0SFET驱动控制集成芯片U10的14脚DESAT连接电容CA5和电阻RA11，电阻RA11另一端分别连接电阻RA5、RA6、RA12;RA5连接快恢复二极管DA2，DA2连接M0SFET管QA2漏极，构成QA2的源漏导通压降检测电路;RA6连接快恢复二极管DA3，RA6另一端连接M0SFET管QA1漏极，构成QA1的源漏导通压降检测电路;开关二极管DA4正端连接RA6与DA3的中间连接点，开关二极管DA6正端连接RA5与DA2的中间连接点，DA4与DA6的负端连接一起与三极管QA3的基极相连，并在QA3的基极与集电极间并接电阻RA29;RA12的另一端与QA3的射极相连，与U10的14脚内部恒流源组成电压限值可调门电路;配合U10的14脚内部的恒电平比较器，及MOSFET驱动门锁存控制器电路，共同形成非精确短路电流可调保护控制电路900A。当U10第1脚输入高电平时，微处理器M⑶通过CLOSA引脚输出连接U10的第5脚RST。电压为高电平时，U10通过11脚PWMOUT驱动QA1、QA2开启，同时第14脚DESAT输出0.25mA恒电流，该电流经R11，一部分经RA5提供DA2正偏电流，经QA2的漏极到源极，检测QA2漏源压差，并经DA6提供QA3基极电平；一部分经RA6提供DA3正偏电流，经QA1的漏极到源极，检测QA1漏源压差，并经DA4提供QA3基极电平；因二极管DA4、DA6的单向导通的特性，QA3基极电平与QA1、QA2的漏极较高电位等电位。压降检测电路部分的电流消耗，最大电流约为11=7-0.7-0•25*RA11*RA5+RA6ARA5*RA6=5•4850K=0•11mA该计算式是根据现选用器件内部比较器的阈值电平7V，及一组外部匹配设计参数，不局限于该选择参数）；另一部分电流最小约12=0.25-11，经以12降压最低压降¥1^12=12*1^12，到043的射极，到集电极，回到COMA;从U10的14脚DESAT到QA3的射极的最低总压V2=0.25*RA11+I2*RA12,则U10的14脚电压VU14=V2+0.7+VDS，电路参数确定时，该压降V2不变，VU14的大小随VDS的大小变化而变化，VDS=RDS*IO，RDS由所选元器件决定，因此V14大小直接反应10的大小；当负载端出现异常大电流时，QA1、QA2的漏源开启压降VDS上升，U10通过14脚DESAT内部恒电压比较器，识别到负载端出现异常短路电流时，通过内部锁存电路对U10的11脚拉低，达到快速硬件保护功能;CA5起滤除瞬间干扰脉冲的作用；同时从U10的第6脚输出报警电平，经RA14输出给MCU的0VERA脚，告知MCU异常。[0040]短路保护电流可通过M0S管源漏电阻RDS、RA11和RA12参数来设定;该保护电路，具有电路简单可靠，反应速度快的特点；但因电流大小检测依赖于MOSFET本身的开启阻抗RDS，RDS越小，保护电流阈值随器件VZ参数的偏差就动作离散性越大；因VZ值为7±0.5V，当输出控制功率达到2000W以上时，RDS〈0.025D时，最大偏差达20A，偏差很大；再加上MOSFET器件参数容差，偏差值容易超出器件能承受的范围，保护失效的风险增大。通常当Q1、Q2选用的MOSFET管选用的RDS50mQ时，可单使用该电流保护电路。否则需增加精确限值可调保护控制电路。[0041]瞬态抑制二极管TVSA1和电阻RA3并联组成栅源过压保护电路400,该电路一端连接U1014脚，另一端连接QA1、QA2的源极并与参考零电平点COMA连接。栅源过压保护电路400确保Vgs电压在规格范围内，不被过电压击穿。[0042]电阻RA1与电容CA1并联，再与双向瞬态抑制二极管DA5串联，DA5两端分别连接交流线输入端及UA1的第1第2脚，形成MOSFET管漏源过压尖峰吸收电路600;在后沿调光状态下，当QA1、QA2由开启切到关闭时，由于线路感抗，加在QA1、QA2漏源脚间的电压出现大幅度变化，当电压超出DA5选用双向TVS的阈值电压时，DA5导通对CA1充电，低于DA5阈值电压时CA1通过RA1放电，消除QA1、QA2漏源脚间过压尖峰，确保MOSFET管QA1、QA2漏源脚间不受过电压冲击击穿伤害。[0043]压敏电阻ZNRA1两端连接在线电源输入与零线间，形成输入过压保护6〇〇;当输入电压出现过电压超过压敏电阻ZNRA1的阈值电压时，ZNRA1导通，将输入电压钳位在阈值电压内，确保输入电压安全，保护MOSFET管。[0044]电阻RA2〇和电容CA7并联后与双向瞬态抑制二极管DA1串联，两端分别连接输出及零线端，组成输出过压保护电路900;当负载端出现超出DA1阈值电压选用双向TVS尖脉冲时，DA1导通对CA7冲电吸收超出DA1阈值电压尖脉冲，当负债端电压低于DA1阈值电压时CA7通过RA20放电，确保回路电压安全，消除负载端产生的过压尖峰。通过多维度共同保护调光回路，吸收输入和输出端及M0SFET上的过电压危险尖峰脉冲电压，确保安全应用。[0045]图1所不的调光电路还包括了用于滤除负载端的1¾频干扰的输出端的高频滤波电路800,该电路的电感L2连接UA1第1第2脚及输出端，电容CA11两端分别连接在UA1第1第2脚和零线间；[0046]为进一步确保开关性能，充分利用器件特性，QA1、QA2可以选用符合如下关键参数要求：[0047]a根据具体额定电流1〇规格需求，选择不同雪崩电流Iar规格值的MOSFET:Iar1〇;[0048]b根据适用峰值电流Ip范围，选择MOSFET漏极电流Id，其中Ip值规格:Id》Ip;[0049]cVDSS漏极-源极电压彡600V;[0050]dM0SFET开关速度dvdt彡50Vns;[0051]e功耗伞曲线满足10ys安全电压电流曲线58〇V的电流IDMSH0RT短路保护电流；[0052]fIDSS零栅极电压漏极电流兰50wA。[0053]其中，Iar，Io，Id，Ip，VDSS，ID，ISH0RT，IDSS分别为M0SFET的雪崩电流，调光器额定电流，漏极电流，峰值电流，漏源电压，漏极电流，短路保护电流，饱和漏源电流。[0054]实施例二：[0055]参照附图2，实施例二在实施例一的基础上，增加了精确电流限值可调短路保护控制电路900B，用于大功率M0SFET器件电路中。[0056]精确电流限值可调短路保护控制电路900B—端连接UA17脚，另一端通过光耦芯片UA2连接到QA3栅极。具体而言，从UA1的7脚输出电流感应电压VIA1，经RA28进入U11B反向输入端，运放U11B的第5脚正向输入端通过RA26与电阻RA37、RA38、电容CA9相连组成的电阻分压器相连，提供的偏置电平VP1通常设定为低于中间电位的值），形成负向峰值检测比较器；当VIAKVP1时，从U11B第7脚输出端输出高电平，经RA27、DA8耦合到UA2第一脚;从UA1的7脚V0输出电流感应电压VIA1，另一路经RA33进入Ul1C的正向输入端，运放Ul1C的第9脚反向输入端通过RA31与电阻RA30、RA34、电容CA10相连组成的电阻分压器相连，提供的偏置电平VP2通常设定为高于中间电位的值），形成正向峰值检测比较器；当VIA1VP2时，U11第8脚输出端输出高电平，通过电阻RA32连接DA7，DA7连接光耦芯片UA2的第1脚；当UA2第1脚输入高电位时，UA2光耦驱动第3脚输出高电位，拉高QA3基极电位，触发U10第14脚DESAT连接的比较器输出高电位，触发U10输出保护禁止并报警，确保无论任何时候出现超过设定值的电流，都能及时触发保护，反之，则正常工作。该电路因霍尔电流感应器精度高，电压限值可通过两偏置分压电阻精确调整，因而可实现精确短路电流限值设定，有效确保低RDS的M0SFET管大功率调光产品的短路电流准确可靠保护。[0057]上述只是本发明的较佳实施例，并非对本发明作任何形式上的限制。

权利要求：1.一种MOSFET调光电路，包括:过零检测电路100，相位切角功率控制电路2〇〇，电流检测电路300，其特征是还包括:栅源过压保护电路4〇〇，m〇SFET管漏源过压保护及尖峰吸收电路500，输入过压保护电路6〇〇，输出过压保护电路7〇0和可调短路保护控制电路；所述过零检测电路100输入端连接交流电源AC，输出端一路连接微处理器M⑶的AD口AVC脚作输入电压检测，输出端另一路连接所述MCU的VPA口作处理相位控制输出的时间参考坐标点及中断处理同步触发信号；^所述相位切角功率控制电路200主要包括所述M⑶，MOSFET光耦隔离驱动芯片U10，MOSFET管QA2、QA1，电阻和电容;所述MCU将过零检测电路输入的信号转换为PWM信号从TRGA脚输出并连接到所述MOSFET光親隔离驱动芯片U10，用以给MOSFET驱动信号；所述电流检测电路300通过所述MOSFET管Q1、Q2的漏源电流经霍尔电流感应器件UA1的3、4脚流入，1、2脚流出，感应电压从所述霍尔电流感应器件第7脚输出且经过电阻，电容和运放电路连接到所述MCU的IAAD口；所述栅源过压保护电路400由电阻RA3与瞬态抑制二极管TVSA1并联组成；其一端连接所述光耦隔离驱动芯片U10的驱动输出11脚PWM0UT，另一端与连接所述MOSFET管Q1、Q2源极相连，并连接参考零电平点COMA;所述MOSFET管漏源过压保护及尖峰吸收电路5〇〇由电阻RA1与电容CA1并联，再与双向瞬态抑制二极管DA5串联组成；其一端连接电源线输入，另一端连接所述霍尔电流感应器UA1的第1第2脚；所述输入过压保护电路600由压敏电阻组成;其一端连接交流电输入ACL另一端连接交流电零线ACN，用于实现输入电压的钳位；所述输出过压保护电路700由电阻RA2〇与电容CA7并联，再与双向瞬态抑制二极管DA1串联组成;其两端分别连接到输出端和零线之间；可调短路保护控制电路包括非精确电流限值可调短路保护控制电路900A;该电路包括三端，其中一端与所述光耦隔离驱动芯片U10的14脚连接，另外两端分别经过快恢复二极管与所述MOSFET管QA1、QA2的漏记连接;所述光耦隔离驱动芯片U1014脚提供的恒定偏置电流，分别通过电阻RA5,快恢复二极管M2,开关二极管DA6构成QA2的源漏导通电压检测电路；电阻RA6、快恢复二极管DA3,开关二极管DA4构成QA1的源漏导通电压检测电路;三极管QA3，电阻RA12、RA29、RA11构成短路电流限值调节电路。2.根据权利要求1所述的MOSFET调光电路，其特征在于，所述MOSFET管QA1、QA2选择以下参数：1虹彡1。，其中1虹为攸^£1'雪崩电流，1。为调光器额定电流；bId彡IP，其中Id为MOSFET漏极电流，Ip为峰值电流cVdss多600V，其中Vdss为MOSFET漏极-源极电压；dMOSFET开关速度dvdt彡50Vns;e功耗伞曲线满足10ns安全电压电流曲线580V的电流IdISH〇rt，其中Id为MOSFET漏极电流，ISHORT为短路保护电流；fIdsss50M，其中Idss为MOSFET饱和漏源电流。3.根据权利要求1所述的MOSFET调光电路，其特征在于，所述调光电路还包括由电感L2和电容CA11组成的输出端高频滤波电路800;所述电感L2连接UA1第1第2脚及输出端，所述分別连接在UA1第1第2脚和零线间。4.根据权利要求1所述的MOSFET调光电路，其特征在于，所述可调短路保护控制电路还包括精确电流限值可调短路保护控制电路9〇OB;所述精确电流限值可调短路保护控制电路900B，一端连接所述霍尔电流精确感应器件UA1第7脚，分别经RA33到由运放uuc、电阻RA30、RA34组成的正峰值比较器，和经RA28到由运放U11B、电阻RA37、RA38组成的负峰值比较器;所述运放U11B、U11C输出端连接且通过光耦芯片UA2连接到QA3基极。5.根据权利要求1所述的MOSFET调光电路，其特征在于，所述微处理器为MSP430FR6972IPMR芯片。一6.根据权利要求1所述的MOSFET调光电路，其特征在于，所述光耦隔呙驱动芯片为A316J芯片。、士一、、7.棚权频求1臓的MOSFET调光电路，其特赃于，麟霍純流丨、应器为A?12或A714芯片。

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