买专利卖专利找龙图腾，真高效！ 查专利查商标用IPTOP,全免费！专利年费监控用IP管家,真方便！

申请/专利权人：广东工业大学

摘要：本发明公开了一种实现宽增益FB‑HBLLC谐振变换器电路结构和控制方法，整个谐振变换器拓扑结构分为三部分，第一部分是开关网络模块，第二部分是谐振网络模块，第三部分是整流滤波网络模块。本发明在不关断谐振变换器供电端的情况下，通过数字控制模块来控制功率开关管占空比实现动态的变换；而且为了实现更宽的输出电压范围，在副边增加绕组的方法，通过控制谐振变换器副边的功率开关管得到合适的输出电压。

主权项：1.一种实现宽增益FB-HBLLC谐振变换器的控制方法，其特征在于，所述方法基于实现宽增益FB-HBLLC谐振变换器的电路结构实现；所述电路结构包括依次连接的开关网络、谐振网络和整流滤波网络；所述的开关网络包括功率开关管Q1、Q2、Q3、Q4，功率开关管结电容C1、C2、C3、C4，功率开关管体二极管D1、D2、D3、D4，输入电压Vin，其中Q1、Q3串联后，Q2、Q4串联后，C1、C3串联后，C2、C4串联后均并联在Vin两端，C1、C2、C3、C4分别并联在Q1、Q2、Q3、Q4两端；在C1、C3之间取一点A，A点连接至D1、D3之间以及Q1、Q3之间；在C2、C4之间取一点B，B点连接至D2、D4之间以及Q2、Q4之间；所述的谐振网络包括谐振电容Cr、谐振电感Lr和变压器原边绕组的磁化电感Lm，其中Cr、Lr、Lm串联后，一端连接所述的A点，另一端连接所述的B点；所述的整流滤波网络包括变压器副边绕组的四个电感LS1、LS2、LS3、LS4，续流二极管DR1、DR2、DR3、DR4，功率开关管Q5，滤波电容Cf，负载R以及输出电压Vo；其中，LS1、LS2、LS3、LS4串联后，一端连接DR1的正极，另一端连接DR4的正极；R两端的电压为输出电压Vo，Cf并联在R两端；DR2的正极连接在LS1和LS2之间，DR2的负极连接Cf的一端，Cf的另一端连接在LS2、LS3之间；DR3的正极连接在LS3、LS4之间，DR3的负极连接DR2的负极，DR4的负极连接DR1的负极以及的Q5栅极，Q5的源极、漏极与DR2的负极连接；所述方法包括以下步骤：当谐振变换器启动后，通过输出电压Vo的值判断应工作在各种工作模式，方法为：利用给定的参考值计算谐振变换器增益M；当0.8≤M1.2时，谐振变换器工作在HBLLC谐振变换器模式，此时各功率器件的工作状态为：Q4永久开启，Q2、Q5永久关闭，Q1、Q3工作在高频开关状态；Q1、Q3互补导通，设置死区以防止Q1、Q3直通；通过数字控制模块使Q1、Q3的开关频率工作在谐振频率点附近；当1.2≤M2.4时，谐振变换器工作在FBLLC谐振变换器模式，此时各功率器件的工作状态为：Q4的占空比由100%渐变到50%，Q2的占空比由0渐变到50%，当渐变过程完成以后，Q1、Q2、Q3、Q4工作在高频开关状态，Q5永久关闭；Q1、Q3和Q2、Q4分别互补导通，Q1、Q4和Q2、Q3分别同时导通和关断，设置死区以防止Q1、Q3或Q2、Q4直通；通过数字控制模块使Q1、Q2、Q3、Q4的开关频率工作在谐振频率点附近；当2.4≤M4.8时，谐振变换器工作在副边多绕组FBLLC谐振变换器模式，此时各功率器件的工作状态为：Q1、Q2、Q3、Q4工作在占空比为50%的高频开关状态，Q5永久开通；Q1、Q3和Q2、Q4分别互补导通，Q1、Q4和Q2、Q3分别同时导通和关断，设置死区以防止Q1、Q3或Q2、Q4直通；通过数字控制模块使Q1、Q2、Q3、Q4的开关频率工作在谐振频率点附近。

全文数据：一种实现宽增益FB-HBLLC谐振变换器电路结构和控制方法技术领域本发明涉及全桥半桥LLC谐振变换器技术领域，具体涉及一种基于HB半桥、FB全桥LLC电感L,电容C谐振变换器电路结构和方法，实现输出电压范围更宽的描述。背景技术在很多应用中，谐振变换器要求工作在宽输出状态下。例如，现在的电动汽车充电设备和户外照明设备所用到的谐振变换器输出电压要求范围为24V-144V。为了给功率应用设备提供宽范围的稳定输出电压，传统的半桥全桥LLC谐振变换器通过改变功率开关管的工作频率，即改变谐振变换器的增益来控制输出电压的范围。这种方式控制方法易于实施，拓扑结构简单，但是随着输出电压范围的扩大，为了得到合适的输出电压值，功率开关管开关频率也会相应的增加或减小，使功率开关管频率工作点远离谐振频率点，从而会增加谐振变换器的变压器磁芯和功率开关管的传导损耗，使整个电路工作效率不佳。为了提高谐振变换器的工作效率，减小电路损耗，提出了FB全桥-HB半桥LLC谐振变换器电路方案。FB-HBLLC谐振变换器通常还存在一个固有问题，即拓扑变换过程是突然发生的。对于FB-HBLLC谐振变换器输出电压范围的控制，拓扑转换是通过切断电源，简单地停止然后软启动电路来实现，从而得到想要的输出电压值。在FB-HBLLC谐振变换器电路变换期间，输出电压会产生严重的电压尖峰。这样会增加功率开关管和电路元器件的电压应力，产生额外的导通损耗，谐振变换器整体效率没有得到明显的改善。通过增加输出滤波电容，输出电压瞬变现象会减小，但是会增加不必要的成本和谐振变换器体积。总的来说，不能满足输出电压在全时段内实现连续变化。现有技术对于谐振变换器增加输出电压范围大多采用改变功率开关管开关频率和改变功率开关管占空比的方式实现。但是更宽的输出电压范围要求更宽的开关频率范围。通常，宽范围的开关频率是不可取的，因为它对谐振变换器的性能有不利影响，使得谐振变换器整体工作不稳定。谐振变换器如果维护不当还会影响其寿命。发明内容本发明的目的是提供一种实现宽增益FB-HB混合控制LLC谐振变换器电路结构和方法，在于不切断电源的情况下，通过数字控制模块来控制开关管的占空比实现动态的变换；而且为了实现更宽的输出电压范围，在副边增加绕组的方法，通过控制串联在绕组上的开关管得到合适的输出电压。为了实现上述任务，本发明采用以下技术方案：一种实现宽增益FB-HBLLC谐振变换器的电路结构，包括依次连接的开关网络、谐振网络和整流滤波网络，其中：所述的开关网络包括功率开关管Q1、Q2、Q3、Q4，功率开关管结电容C1、C2、C3、C4，功率开关管体二极管D1、D2、D3、D4，输入电压Vin，其中Q1、Q3串联后，Q2、Q4串联后，C1、C3串联后，C2、C4串联后均并联在Vin两端，C1、C2、C3、C4分别并联在Q1、Q2、Q3、Q4两端；在C1、C3之间取一点A，A点连接至D1、D3之间以及Q1、Q3之间；在C2、C4之间取一点B，B点连接至D2、D4之间以及Q2、Q4之间；所述的谐振网络包括谐振电容Cr、谐振电感Lr和变压器原边绕组的磁化电感Lm，其中Cr、Lr、Lm串联后，一端连接所述的A点，另一端连接所述的B点；所述的整流滤波网络包括变压器副边绕组的四个电感LS1、LS2、LS3、LS4，续流二极管DR1、DR2、DR3、DR4，功率开关管Q5，滤波电容Cf，负载R以及输出电压Vo；其中，LS1、LS2、LS3、LS4串联后，一端连接DR1的正极，另一端连接DR4的正极；R两端的电压为输出电压Vo，Cf并联在R两端；DR2的正极连接在LS1和LS2之间，DR2的负极连接Cf的一端，Cf的另一端连接在LS2、LS3之间；DR3的正极连接在LS3、LS4之间，DR3的负极连接DR2的负极，DR4的负极连接DR1的负极以及的Q5栅极，Q5的源极、漏极与DR2的负极连接。进一步地，所述的电路结构还包括数字控制模块，数字控制模块通过光耦隔离驱动电路分别连接功率开关管Q1、Q2、Q3、Q4和Q5。一种实现宽增益FB-HBLLC谐振变换器的控制方法，包括以下步骤：当谐振变换器启动后，通过输出电压Vo的值判断应工作在各种工作模式，方法为：利用给定的参考值计算谐振变换器增益M；当0.8≤M1.2时，谐振变换器工作在HBLLC谐振变换器模式，此时各功率器件的工作状态为：Q4永久开启，Q2、Q5永久关闭，Q1、Q3工作在高频开关状态；Q1、Q3互补导通，设置死区以防止Q1、Q3直通；通过数字控制模块使Q1、Q3的开关频率工作在谐振频率点附近；当1.2≤M2.4时，谐振变换器工作在FBLLC谐振变换器模式，此时各功率器件的工作状态为：Q4的占空比由100％渐变到50％，Q2的占空比由0渐变到50％，当渐变过程完成以后，Q1、Q2、Q3、Q4工作在高频开关状态，Q5永久关闭；Q1、Q3和Q2、Q4分别互补导通，Q1、Q4和Q2、Q3分别同时导通和关断，设置死区以防止Q1、Q3或Q2、Q4直通；通过数字控制模块使Q1、Q2、Q3、Q4的开关频率工作在谐振频率点附近；当2.4≤M4.8时，谐振变换器工作在副边多绕组FBLLC谐振变换器模式，此时各功率器件的工作状态为：Q1、Q2、Q3、Q4工作在占空比为50％的高频开关状态，Q5永久开通；Q1、Q3和Q2、Q4分别互补导通，Q1、Q4和Q2、Q3分别同时导通和关断，设置死区以防止Q1、Q3或Q2、Q4直通；通过数字控制模块使Q1、Q2、Q3、Q4的开关频率工作在谐振频率点附近。进一步地，所述的谐振频率点的计算公式为：进一步地，所述的利用给定的参考值计算谐振变换器增益M，具体为：谐振变换器谐振增益M为输出电压Vo乘以变压器原副边匝比和输入电压Vin的比值。进一步地，所述的HBLLC谐振变换器模式的具体工作过程为：1HBLLC谐振变换器开关模态一Q1、Q4开通，Q2、Q3、Q5关断，输入电压Vin通过Q1和Q4加到谐振网络上，谐振电感Lr的电流Ir和磁化电感Lm的电流Im增长，利用谐振电感Lr的电流Ir和磁化电感Lm的电流Im之差将能量传递到变压器副边，续流二极管DR2导通，能量传输到负载；2HBLLC谐振变换器开关模态一Q1、Q4开通，Q2、Q3、Q5关断，输入电压Vin通过Q1和Q4加到谐振网络上，谐振电感Lr的电流Ir和磁化电感Lm的电流Im相等，由于谐振电感Lr的电流Ir和磁化电感Lm的电流Im之差为零，能量无法传递到变压器副边，续流二极管DR2不导通，负载由滤波电容Cf提供能量；3HBLLC谐振变换器开关模态二Q3、Q4开通，Q1、Q2、Q5关断，谐振网络通过Q3和Q4形成回路，谐振电感Lr的电流Ir和磁化电感Lm的电流Im增长，利用谐振电感Lr的电流Ir和磁化电感Lm的电流Im之差将能量传递到变压器副边，续流二极管DR3导通，能量传输到负载；4HBLLC谐振变换器开关模态二Q3、Q4开通，Q1、Q2、Q5关断，谐振网络通过Q3和Q4形成回路，谐振电感Lr的电流Ir和磁化电感Lm的电流Im相等，由于谐振电感Lr的电流Ir和磁化电感Lm的电流Im之差为零，能量无法传递到变压器副边，续流二极管DR3不导通，负载由滤波电容Cf提供能量。进一步地，所述的FBLLC谐振变换器具体工作过程为：1FBLLC谐振变换器开关模态一Q1、Q4开通，Q2、Q3、Q5关断，输入电压Vin通过Q1和Q4加到谐振网络上，谐振电感Lr的电流Ir和磁化电感Lm的电流Im增长，利用谐振电感Lr的电流Ir和磁化电感Lm的电流Im之差将能量传递到变压器副边，续流二极管DR2导通，能量传输到负载；2FBLLC谐振变换器开关模态一Q1、Q4开通，Q2、Q3、Q5关断，输入电压Vin通过Q1和Q4加到谐振网络Lr、Lm、Cr上，谐振电感Lr的电流Ir和磁化电感Lm的电流Im相等，由于谐振电感Lr的电流Ir和磁化电感Lm的电流Im之差为零，能量无法传递到变压器副边，续流二极管DR2不导通，负载由滤波电容Cf提供能量；3FBLLC谐振变换器开关模态二Q2、Q3开通，Q1、Q4、Q5关断，输入电压Vin通过Q2和Q3加到谐振网络上，谐振电感Lr的电流Ir和磁化电感Lm的电流Im增长，利用谐振电感Lr的电流Ir和磁化电感Lm的电流Im之差将能量传递到变压器副边，续流二极管DR3导通，能量传输到负载；4FBLLC谐振变换器开关模态二Q2、Q3开通，Q1、Q4、Q5关断，谐振网络通过Q2和Q3形成回路，谐振电感Lr的电流Ir和磁化电感Lm的电流Im相等，由于谐振电感Lr的电流Ir和磁化电感Lm的电流Im之差为零，能量无法传递到变压器副边，续流二极管DR3不导通，负载由滤波电容Cf提供能量。进一步地，所述的副边多绕组FBLLC谐振变换器模式的具体工作过程为：1副边多绕组FBLLC谐振变换器开关模态一Q1、Q4、Q5开通，Q2、Q3关断，输入电压Vin通过Q1和Q4加到谐振网络上，谐振电感Lr的电流Ir和磁化电感Lm的电流Im增长，利用谐振电感Lr的电流Ir和磁化电感Lm的电流Im之差将能量传递到变压器副边，续流二极管DR1导通，能量传输到负载；2副边多绕组FBLLC谐振变换器开关模态一Q1、Q4、Q5开通，Q2、Q3关断，输入电压Vin通过Q1和Q4加到谐振网络上，谐振电感Lr的电流Ir和磁化电感Lm的电流Im相等，由于谐振电感Lr的电流Ir和磁化电感Lm的电流Im之差为零，能量无法传递到变压器副边，续流二极管DR1不导通，负载由滤波电容Cf提供能量；3副边多绕组FBLLC谐振变换器开关模态二Q2、Q3、Q5开通，Q1、Q4关断，输入电压Vin通过Q2和Q3加到谐振网络上，谐振电感Lr的电流Ir和磁化电感Lm的电流Im增长，利用谐振电感Lr的电流Ir和磁化电感Lm的电流Im之差将能量传递到变压器副边，续流二极管DR4导通，能量传输到负载；4副边多绕组FBLLC谐振变换器开关模态二Q2、Q3、Q5开通，Q1、Q4关断，谐振网络通过Q2和Q3形成回路，谐振电感Lr的电流Ir和磁化电感Lm的电流Im相等，由于谐振电感Lr的电流Ir和磁化电感Lm的电流Im之差为零，能量无法传递到变压器副边，续流二极管DR4不导通，负载由滤波电容Cf提供能量。本发明具有以下技术特点：1.通过对宽增益FB-HB混合控制LLC谐振变换器电路结构灵活运用，能够根据设备所需的输出电压值，通过数字控制模块控制开关管Q2、Q4的导通与关断和占空比变换，使电路拓扑能够在半桥和全桥之间动态的变换，从而可以功率变换器工作更加高效。2.对于宽增益FB-HB混合控制LLC谐振变换器整体电路拓扑结构，在副边通过增加绕组的方法来提高输出电压范围，代替通过变频来实现同样的功能；其优点在于可以使开关管工作频率工作在效率最高的谐振频率点附近，可以更好地满足不同负载对输出电压的需求，代替改变功率开关管的工作频率，开关管导通损耗减小，整个系统稳定性有所增加，效率得到改善。3.宽增益FB-HB混合控制LLC谐振变换器输出电压范围很宽，可以满足很多用电设备的电压需求。当用户的用电设备较多，且所需电压值不一致时，不需要另外购买功率变换器。为用户节省了投资成本，提高了效益。4.宽增益FB-HB混合控制LLC谐振变换器整机工作时，通过合理设计谐振电容Cr，谐振电感Lr，磁化电感Lm的值和开关管死区时间，可以使开关管Q1、Q2、Q3、Q4实现ZVS零电压开关开通。减小了开关管的导通损耗，提高了整机效率。附图说明图1为宽增益FB-HB混合控制LLC谐振变换器拓扑结构；图2为宽增益FB-HB混合控制LLC谐振变换器工作模式选择流程图；图3的a、b为HBLLC谐振变换器开关模态一的两种情况；图4的a、b为HBLLC谐振变换器开关模态二的两种情况；图5的a、b为FBLLC谐振变换器开关模态一的两种情况；图6的a、b为FBLLC谐振变换器开关模态二的两种情况；图7的a、b为副边多绕组FBLLC谐振变换器开关模态一的两种情况；图8的a、b为副边多绕组FBLLC谐振变换器开关模态二的两种情况；图9为对称式宽增益FB-HB混合控制LLC谐振变换器拓扑结构；图10为副边控制型宽增益FB-HB混合控制LLC谐振变换器；图11为数字控制模块框图，在该图中，Q1、Q2、Q3、Q4、Q5为每个开关管的驱动信号；PWM1、PWM2、PWM3、PWM4、PWM5为DSP产生的脉冲方波信号；VSET为用户通过上位机设定的设备需求电压值。具体实施方式宽增益FB-HBLLC谐振变换器拓扑结构如图1所示，整个谐振变换器拓扑结构分为三部分，第一部分是开关网络，第二部分是谐振网络，第三部分是整流滤波网络。其中第一部分开关网络包括功率开关管Q1、Q2、Q3、Q4，功率开关管结电容C1、C2、C3、C4，功率开关管体二极管D1、D2、D3、D4，输入电压Vin，两桥臂中点电位A、B。第二部分谐振网络包括谐振电容Cr，谐振电感Lr，变压器原边绕组的磁化电感Lm。第三部分整流滤波网络包括变压器副边四个绕组的电感LS1、LS2、LS3、LS4，续流二极管DR1、DR2、DR3、DR4，功率开关管Q5，滤波电容Cf，负载R，输出电压Vo，具体的连接结构为：所述的开关网络中：Q1、Q3串联后，Q2、Q4串联后，C1、C3串联后，C2、C4串联后均并联在Vin两端，C1、C2、C3、C4分别并联在Q1、Q2、Q3、Q4两端；在C1、C3之间取一点A，A点连接至D1、D3之间以及Q1、Q3之间；在C2、C4之间取一点B，B点连接至D2、D4之间以及Q2、Q4之间；所述的谐振网络中：Cr、Lr、Lm串联后，一端连接所述的A点，另一端连接所述的B点；所述的整流滤波网络中，LS1、LS2、LS3、LS4串联后，一端连接DR1的正极，另一端连接DR4的正极；R两端的电压为输出电压Vo，Cf并联在R两端；DR2的正极连接在LS1和LS2之间，DR2的负极连接Cf的一端，Cf的另一端连接在LS2、LS3之间；DR3的正极连接在LS3、LS4之间，DR3的负极连接DR2的负极，DR4的负极连接DR1的负极以及的Q5栅极，Q5的源极、漏极与DR2的负极连接。本方案中，所述的电路结构还包括数字控制模块，数字控制模块通过光耦隔离驱动电路分别连接功率开关管Q1、Q2、Q3、Q4和Q5，如图11所示，本实施例中数字控制模块采用DSP控制器，其产生的脉冲方波信号经过光耦隔离驱动电路后产生驱动信号以驱动对应的功率开关管。所述的光耦隔离驱动电路为常规电路，在此不赘述。另外，所述的数字控制模块还用于读取输出电压Vo的值以及计算增益M。本发明实施的宽增益FB-HB混合控制LLC谐振变换器能够变换为三种电路结构：第一种：HBLLC谐振变换器实现低增益范围，即输入电压在高范围，输出电压在低范围条件下工作。第二种：FBLLC谐振变换器实现高增益范围，即输入电压在低范围，输出电压在高范围条件下工作。第三种：副边多绕组FBLLC谐振变换器实现更高输出电压，即通过控制开关管Q5的开通，使LS1、LS2、LS3、LS4副边绕组与负载产生回路，使得输出电压更高。设定谐振变换器功率开关管Q1、Q2、Q3、Q4工作频率为谐振频率点附近。通过设备对谐振变换器输出电压值的需求可知，若所需电压在设计输出电压范围较低值时，通过数字控制模块如图11所示，本实施例中为DSP控制器使谐振变换器工作在HBLLC谐振变换器状态；若所需电压在设计输出电压范围中间值时，通过数字控制模块使谐振变换器工作在FBLLC谐振变换器状态；若所需电压在设计输出电压范围较高值时，通过数字控制模块使谐振变换器工作在副边多绕组FBLLC谐振变换器状态。1.宽增益FB-HB混合控制LLC谐振变换器工作模式选择方法当谐振变换器启动完成后，将设备所需电压值Vo输送到数字控制模块，进而判断宽增益FB-HBLLC谐振变换器应该工作在何种工作模式。谐振变换器谐振网络增益M为输出电压乘以变压器原副边匝比和输入电压的比值，n为变压器原边绕组和副边绕组的匝比，定义变压器的原边绕组匝数为Np，副边单个绕组匝数为Ns，输入电压值为Vin，输出电压Vo。在本实施例中取谐振变换器谐振网络增益M的取值范围为0.8-4.8。宽增益FB-HBLLC谐振变换器工作模式选择流程图如图2所示。2.三种工作模式详情在图2中宽增益FB-HB混合控制LLC谐振变换器有四种运行模式，其中宽增益FB-HB混合控制LLC谐振变换器出现故障时，整个电路都停止工作。当故障修复以后，一般需要手动切换电源开关，才能使变换器重新启动工作。下面主要对另外三种工作模式做详细介绍。2.1HBLLC谐振变换器模式功率变换器整个系统启动完成后，根据用户设备所需的输出电压值在低输出电压范围，即谐振网络增益M为:0.5≤M1时，在此情况下系统选择功率变换器工作在HBLLC谐振变换器模式。HBLLC谐振变换器模式各功率器件状态如下：Q4永久开启，Q2、Q5永久关闭，Q1、Q3工作在高频开关状态；Q1、Q3互补导通，设置死区为了防止上下开关管Q1、Q3直通，通过数字控制模块使Q1、Q3的开关频率工作在谐振频率点附近；谐振电容Cr，谐振电感Lr，磁化电感Lm共同构成谐振回路，副边绕组电感、副边续流二极管将原边接收到的能量传输给负载。此模式开关网络输入电压Vin，整流滤波网络输出电压Vo。HBLLC谐振变换器的基本关系为：n＝NpNs。HBLLC谐振变换器具体工作过程是：1HBLLC谐振变换器开关模态一第一种情况，如图3的a所示：Q1、Q4开通，Q2、Q3、Q5关断，输入电压Vin通过Q1和Q4加到谐振网络Lr、Lm、Cr上，谐振电感Lr的电流Ir和磁化电感Lm的电流Im增长，利用谐振电感Lr的电流Ir和磁化电感Lm的电流Im之差将能量传递到变压器副边，副边续流二极管DR2导通，能量传输到负载。2HBLLC谐振变换器开关模态一第二种情况，如图3的b所示：Q1、Q4开通，Q2、Q3、Q5关断，输入电压Vin通过Q1和Q4加到谐振网络Lr、Lm、Cr上，谐振电感Lr的电流Ir和磁化电感Lm的电流Im相等，由于谐振电感Lr的电流Ir和磁化电感Lm的电流Im之差为零，能量无法传递到变压器副边，副边续流二极管DR2不导通，负载由滤波电容Cf提供能量。3HBLLC谐振变换器开关模态二第一种情况，如图4的a所示：Q3、Q4开通，Q1、Q2、Q5关断，谐振网络Lr、Lm、Cr通过Q3和Q4形成回路，谐振电感Lr的电流Ir和磁化电感Lm的电流Im增长，利用谐振电感Lr的电流Ir和磁化电感Lm的电流Im之差将能量传递到变压器副边，副边续流二极管DR3导通，能量传输到负载。4HBLLC谐振变换器开关模态二第二种情况，如图4的b所示：Q3、Q4开通，Q1、Q2、Q5关断，谐振网络Lr、Lm、Cr通过Q3和Q4形成回路，谐振电感Lr的电流Ir和磁化电感Lm的电流Im相等，由于谐振电感Lr的电流Ir和磁化电感Lm的电流Im之差为零，能量无法传递到变压器副边，副边续流二极管DR3不导通，负载由滤波电容Cf提供能量。2.2FBLLC谐振变换器模式当功率变换器开始工作在HBLLC谐振变换器模式时，根据用户设备所需的输出电压值在中输出电压范围，即谐振网络增益M为:1≤M1.5时，在此情况下系统选择功率变换器工作在FBLLC谐振变换器模式。FBLLC谐振变换器模式各功率器件状态如下：Q4的占空比由100％渐变到50％，Q2的占空比由0渐变到50％，当渐变过程完成以后，Q1、Q2、Q3、Q4工作在高频开关状态，Q5永久关闭；Q1、Q3和Q2、Q4分别互补导通，Q1、Q4和Q2、Q3分别同时导通和关断，且设置死区为了防止上下开关管直通，通过数字控制模块使Q1、Q2、Q3、Q4的开关频率工作在谐振频率点附近；谐振电容Cr，谐振电感Lr，磁化电感Lm共同构成谐振回路，副边绕组电感、副边续流二极管将原边接收到的能量传输给负载。此模式开关网络输入电压Vin，整流滤波网络输出电压Vo。FBLLC谐振变换器的基本关系为：FBLLC谐振变换器具体工作过程是：1FBLLC谐振变换器开关模态一第一种情况，如图5的a所示：Q1、Q4开通，Q2、Q3、Q5关断，输入电压Vin通过Q1和Q4加到谐振网络Lr、Lm、Cr上，谐振电感Lr的电流Ir和磁化电感Lm的电流Im增长，利用谐振电感Lr的电流Ir和磁化电感Lm的电流Im之差将能量传递到变压器副边，副边续流二极管DR2导通，能量传输到负载。2FBLLC谐振变换器开关模态一第二种情况，如图5的b所示：Q1、Q4开通，Q2、Q3、Q5关断，输入电压Vin通过Q1和Q4加到谐振网络Lr、Lm、Cr上，谐振电感Lr的电流Ir和磁化电感Lm的电流Im相等，由于谐振电感Lr的电流Ir和磁化电感Lm的电流Im之差为零，能量无法传递到变压器副边，副边续流二极管DR2不导通，负载由滤波电容Cf提供能量。3FBLLC谐振变换器开关模态二第一种情况，如图6的a所示：Q2、Q3开通，Q1、Q4、Q5关断，输入电压Vin通过Q2和Q3加到谐振网络Lr、Lm、Cr上，谐振电感Lr的电流Ir和磁化电感Lm的电流Im增长，利用谐振电感Lr的电流Ir和磁化电感Lm的电流Im之差将能量传递到变压器副边，副边续流二极管DR3导通，能量传输到负载。4FBLLC谐振变换器开关模态二第二种情况，如图6的b所示：Q2、Q3开通，Q1、Q4、Q5关断，谐振网络Lr、Lm、Cr通过Q2和Q3形成回路，谐振电感Lr的电流Ir和磁化电感Lm的电流Im相等，由于谐振电感Lr的电流Ir和磁化电感Lm的电流Im之差为零，能量无法传递到变压器副边，副边续流二极管DR3不导通，负载由滤波电容Cf提供能量。2.3副边多绕组FBLLC谐振变换器模式当功率变换器开始工作在FBLLC谐振变换器模式时，根据用户设备所需的输出电压值在高输出电压范围，即谐振网络增益M为:1.5≤M2时，在此情况下系统选择功率变换器工作在副边多绕组FBLLC谐振变换器模式。副边多绕组FBLLC谐振变换器模式各功率器件状态如下：Q1、Q2、Q3、Q4工作在占空比为50％的高频开关状态，Q5永久开通；Q1、Q3和Q2、Q4分别互补导通，Q1、Q4和Q2、Q3分别同时导通和关断，且设置死区为了防止上下开关管直通，通过数字控制模块使Q1、Q2、Q3、Q4的开关频率工作在谐振频率点附近；谐振电容Cr，谐振电感Lr，磁化电感Lm共同构成谐振回路，副边绕组电感、副边续流二极管将原边接收到的能量传输给负载。此模式开关网络输入电压Vin，整流滤波网络输出电压Vo。副边多绕组FBLLC谐振变换器的基本关系为：n＝Np2*Ns。副边多绕组FBLLC谐振变换器情况一具体工作过程是：1副边多绕组FBLLC谐振变换器开关模态一第一种情况，如图7的a所示：Q1、Q4、Q5开通，Q2、Q3关断，输入电压Vin通过Q1和Q4加到谐振网络Lr、Lm、Cr上，谐振电感Lr的电流Ir和磁化电感Lm的电流Im增长，利用谐振电感Lr的电流Ir和磁化电感Lm的电流Im之差将能量传递到变压器副边，副边续流二极管DR1导通，能量传输到负载。2副边多绕组FBLLC谐振变换器开关模态一第二种情况，如图7的b所示：Q1、Q4、Q5开通，Q2、Q3关断，输入电压Vin通过Q1和Q4加到谐振网络Lr、Lm、Cr上，谐振电感Lr的电流Ir和磁化电感Lm的电流Im相等，由于谐振电感Lr的电流Ir和磁化电感Lm的电流Im之差为零，能量无法传递到变压器副边，副边续流二极管DR1不导通，负载由滤波电容Cf提供能量。3副边多绕组FBLLC谐振变换器开关模态二第一种情况，如图8的a所示：Q2、Q3、Q5开通，Q1、Q4关断，输入电压Vin通过Q2和Q3加到谐振网络Lr、Lm、Cr上，谐振电感Lr的电流Ir和磁化电感Lm的电流Im增长，利用谐振电感Lr的电流Ir和磁化电感Lm的电流Im之差将能量传递到变压器副边，副边续流二极管DR4导通，能量传输到负载。4副边多绕组FBLLC谐振变换器开关模态二第二种情况，如图8的b所示：Q2、Q3、Q5开通，Q1、Q4关断，谐振网络Lr、Lm、Cr通过Q2和Q3形成回路，谐振电感Lr的电流Ir和磁化电感Lm的电流Im相等，由于谐振电感Lr的电流Ir和磁化电感Lm的电流Im之差为零，能量无法传递到变压器副边，副边续流二极管DR4不导通，负载由滤波电容Cf提供能量。除了上述技术方案之外，还可将如图1所示的宽增益FB-HB混合控制LLC谐振变换器拓扑结构换成对称式宽增益FB-HB混合控制LLC谐振变换器如图9所示，其整个谐振变换器拓扑结构分为三部分，第一部分是开关网络模块，第二部分是谐振网络模块，第三部分是整流滤波网络模块。该谐振变换器拓扑结构只有第一部分和图1所示的谐振变换器拓扑结构不同，其他两个部分相同。对称式宽增益FB-HBLLC谐振变换器拓扑结构第一部分开关网络模块主要包括功率开关管Q1、Q2、Q3、Q4、Q6、Q7，中点电位平衡电容C5、C6，功率开关管结电容C1、C2、C3、C4，功率开关管体二极管D1、D2、D3、D4，输入电压Vin，两桥臂中点电位A、B。该谐振变换器拓扑结构工作方式和图1所示的谐振变换器工作方式一样，主要分为三部分：1HBLLC谐振变换器实现低增益范围，即输入电压在高范围，输出电压在低范围条件下工作；2FBLLC谐振变换器实现高增益范围，即输入电压在低范围，输出电压在高范围条件下工作；3副边多绕组FBLLC谐振变换器实现更高输出电压，即通过控制谐振变换器副边功率开关管Q5的开通，使变压器副边各绕组的电感LS1、LS2、LS3、LS4与负载产生回路，使得输出电压更高。该对称式宽增益FB-HBLLC谐振变换器通过电容C5、C6可以减小输入电流纹波和输入母线电容的电压应力，并有效抑制原边谐振电流的过冲、防止电路损坏，提升整机效率。另外，去掉开关管Q5，将续流二极管DR2、DR4更换成功率开关管Q6、Q7，其电路拓扑结构图如图10所示。其整个谐振变换器拓扑结构分为三部分，第一部分是开关网络模块，第二部分是谐振网络模块，第三部分是整流滤波网络模块。该谐振变换器拓扑结构只有第三部分和图1所示的谐振变换器拓扑结构不同，其他两个部分相同。副边控制型宽增益FB-HBLLC谐振变换器拓扑结构第三部分整流滤波网络模块主要包括变压器副边四个绕组的电感LS1、LS2、LS3、LS4，续流二极管DR2、DR3，功率开关管Q6、Q7，滤波电容Cf，负载R，输出电压Vo。该副边控制型宽增益FB-HBLLC谐振变换器拓扑结构工作方式和图1所示的谐振变换器工作方式一样。该谐振变换器通过数字控制模块控制开关管Q6、Q7，使副边绕组任意组合，从而使输出电压调节更加灵活，副边绕组的线圈利用率有所增加。然而由于副边中心抽头两边的电压值不对称，导致输出电压值不稳定，增加用电设备的器件损耗，降低使用寿命。

权利要求：1.一种实现宽增益FB-HBLLC谐振变换器的电路结构，包括依次连接的开关网络、谐振网络和整流滤波网络，其特征在于：所述的开关网络包括功率开关管Q1、Q2、Q3、Q4，功率开关管结电容C1、C2、C3、C4，功率开关管体二极管D1、D2、D3、D4，输入电压Vin，其中Q1、Q3串联后，Q2、Q4串联后，C1、C3串联后，C2、C4串联后均并联在Vin两端，C1、C2、C3、C4分别并联在Q1、Q2、Q3、Q4两端；在C1、C3之间取一点A，A点连接至D1、D3之间以及Q1、Q3之间；在C2、C4之间取一点B，B点连接至D2、D4之间以及Q2、Q4之间；所述的谐振网络包括谐振电容Cr、谐振电感Lr和变压器原边绕组的磁化电感Lm，其中Cr、Lr、Lm串联后，一端连接所述的A点，另一端连接所述的B点；所述的整流滤波网络包括变压器副边绕组的四个电感LS1、LS2、LS3、LS4，续流二极管DR1、DR2、DR3、DR4，功率开关管Q5，滤波电容Cf，负载R以及输出电压Vo；其中，LS1、LS2、LS3、LS4串联后，一端连接DR1的正极，另一端连接DR4的正极；R两端的电压为输出电压Vo，Cf并联在R两端；DR2的正极连接在LS1和LS2之间，DR2的负极连接Cf的一端，Cf的另一端连接在LS2、LS3之间；DR3的正极连接在LS3、LS4之间，DR3的负极连接DR2的负极，DR4的负极连接DR1的负极以及的Q5栅极，Q5的源极、漏极与DR2的负极连接。2.如权利要求1所述的实现宽增益FB-HBLLC谐振变换器的电路结构，其特征在于，所述的电路结构还包括数字控制模块，数字控制模块通过光耦隔离驱动电路分别连接功率开关管Q1、Q2、Q3、Q4和Q5。3.一种实现宽增益FB-HBLLC谐振变换器的控制方法，其特征在于，包括以下步骤：当谐振变换器启动后，通过输出电压Vo的值判断应工作在各种工作模式，方法为：利用给定的参考值计算谐振变换器增益M；当0.8≤M1.2时，谐振变换器工作在HBLLC谐振变换器模式，此时各功率器件的工作状态为：Q4永久开启，Q2、Q5永久关闭，Q1、Q3工作在高频开关状态；Q1、Q3互补导通，设置死区以防止Q1、Q3直通；通过数字控制模块使Q1、Q3的开关频率工作在谐振频率点附近；当1.2≤M2.4时，谐振变换器工作在FBLLC谐振变换器模式，此时各功率器件的工作状态为：Q4的占空比由100％渐变到50％，Q2的占空比由0渐变到50％，当渐变过程完成以后，Q1、Q2、Q3、Q4工作在高频开关状态，Q5永久关闭；Q1、Q3和Q2、Q4分别互补导通，Q1、Q4和Q2、Q3分别同时导通和关断，设置死区以防止Q1、Q3或Q2、Q4直通；通过数字控制模块使Q1、Q2、Q3、Q4的开关频率工作在谐振频率点附近；当2.4≤M4.8时，谐振变换器工作在副边多绕组FBLLC谐振变换器模式，此时各功率器件的工作状态为：Q1、Q2、Q3、Q4工作在占空比为50％的高频开关状态，Q5永久开通；Q1、Q3和Q2、Q4分别互补导通，Q1、Q4和Q2、Q3分别同时导通和关断，设置死区以防止Q1、Q3或Q2、Q4直通；通过数字控制模块使Q1、Q2、Q3、Q4的开关频率工作在谐振频率点附近。4.如权利要求3所述的实现宽增益FB-HBLLC谐振变换器的控制方法，其特征在于，所述的谐振频率点的计算公式为：5.如权利要求3所述的实现宽增益FB-HBLLC谐振变换器的控制方法，其特征在于，所述的利用给定的参考值计算谐振变换器增益M，具体为：谐振变换器谐振增益M为输出电压Vo乘以变压器原副边匝比和输入电压Vin的比值。6.如权利要求3所述的实现宽增益FB-HBLLC谐振变换器的控制方法，其特征在于，所述的HBLLC谐振变换器模式的具体工作过程为：1HBLLC谐振变换器开关模态一Q1、Q4开通，Q2、Q3、Q5关断，输入电压Vin通过Q1和Q4加到谐振网络上，谐振电感Lr的电流Ir和磁化电感Lm的电流Im增长，利用谐振电感Lr的电流Ir和磁化电感Lm的电流Im之差将能量传递到变压器副边，续流二极管DR2导通，能量传输到负载；2HBLLC谐振变换器开关模态一Q1、Q4开通，Q2、Q3、Q5关断，输入电压Vin通过Q1和Q4加到谐振网络上，谐振电感Lr的电流Ir和磁化电感Lm的电流Im相等，由于谐振电感Lr的电流Ir和磁化电感Lm的电流Im之差为零，能量无法传递到变压器副边，续流二极管DR2不导通，负载由滤波电容Cf提供能量；3HBLLC谐振变换器开关模态二Q3、Q4开通，Q1、Q2、Q5关断，谐振网络通过Q3和Q4形成回路，谐振电感Lr的电流Ir和磁化电感Lm的电流Im增长，利用谐振电感Lr的电流Ir和磁化电感Lm的电流Im之差将能量传递到变压器副边，续流二极管DR3导通，能量传输到负载；4HBLLC谐振变换器开关模态二Q3、Q4开通，Q1、Q2、Q5关断，谐振网络通过Q3和Q4形成回路，谐振电感Lr的电流Ir和磁化电感Lm的电流Im相等，由于谐振电感Lr的电流Ir和磁化电感Lm的电流Im之差为零，能量无法传递到变压器副边，续流二极管DR3不导通，负载由滤波电容Cf提供能量。7.如权利要求3所述的实现宽增益FB-HBLLC谐振变换器的控制方法，其特征在于，所述的FBLLC谐振变换器具体工作过程为：1FBLLC谐振变换器开关模态一Q1、Q4开通，Q2、Q3、Q5关断，输入电压Vin通过Q1和Q4加到谐振网络上，谐振电感Lr的电流Ir和磁化电感Lm的电流Im增长，利用谐振电感Lr的电流Ir和磁化电感Lm的电流Im之差将能量传递到变压器副边，续流二极管DR2导通，能量传输到负载；2FBLLC谐振变换器开关模态一Q1、Q4开通，Q2、Q3、Q5关断，输入电压Vin通过Q1和Q4加到谐振网络Lr、Lm、Cr上，谐振电感Lr的电流Ir和磁化电感Lm的电流Im相等，由于谐振电感Lr的电流Ir和磁化电感Lm的电流Im之差为零，能量无法传递到变压器副边，续流二极管DR2不导通，负载由滤波电容Cf提供能量；3FBLLC谐振变换器开关模态二Q2、Q3开通，Q1、Q4、Q5关断，输入电压Vin通过Q2和Q3加到谐振网络上，谐振电感Lr的电流Ir和磁化电感Lm的电流Im增长，利用谐振电感Lr的电流Ir和磁化电感Lm的电流Im之差将能量传递到变压器副边，续流二极管DR3导通，能量传输到负载；4FBLLC谐振变换器开关模态二Q2、Q3开通，Q1、Q4、Q5关断，谐振网络通过Q2和Q3形成回路，谐振电感Lr的电流Ir和磁化电感Lm的电流Im相等，由于谐振电感Lr的电流Ir和磁化电感Lm的电流Im之差为零，能量无法传递到变压器副边，续流二极管DR3不导通，负载由滤波电容Cf提供能量。8.如权利要求3所述的实现宽增益FB-HBLLC谐振变换器的控制方法，其特征在于，所述的副边多绕组FBLLC谐振变换器模式的具体工作过程为：1副边多绕组FBLLC谐振变换器开关模态一Q1、Q4、Q5开通，Q2、Q3关断，输入电压Vin通过Q1和Q4加到谐振网络上，谐振电感Lr的电流Ir和磁化电感Lm的电流Im增长，利用谐振电感Lr的电流Ir和磁化电感Lm的电流Im之差将能量传递到变压器副边，续流二极管DR1导通，能量传输到负载；2副边多绕组FBLLC谐振变换器开关模态一Q1、Q4、Q5开通，Q2、Q3关断，输入电压Vin通过Q1和Q4加到谐振网络上，谐振电感Lr的电流Ir和磁化电感Lm的电流Im相等，由于谐振电感Lr的电流Ir和磁化电感Lm的电流Im之差为零，能量无法传递到变压器副边，续流二极管DR1不导通，负载由滤波电容Cf提供能量；3副边多绕组FBLLC谐振变换器开关模态二Q2、Q3、Q5开通，Q1、Q4关断，输入电压Vin通过Q2和Q3加到谐振网络上，谐振电感Lr的电流Ir和磁化电感Lm的电流Im增长，利用谐振电感Lr的电流Ir和磁化电感Lm的电流Im之差将能量传递到变压器副边，续流二极管DR4导通，能量传输到负载；4副边多绕组FBLLC谐振变换器开关模态二Q2、Q3、Q5开通，Q1、Q4关断，谐振网络通过Q2和Q3形成回路，谐振电感Lr的电流Ir和磁化电感Lm的电流Im相等，由于谐振电感Lr的电流Ir和磁化电感Lm的电流Im之差为零，能量无法传递到变压器副边，续流二极管DR4不导通，负载由滤波电容Cf提供能量。

百度查询： 广东工业大学 一种实现宽增益FB-HB LLC谐振变换器电路结构和控制方法